Три богатыря — импульсные преобразователи на MC34063

Этот опус будет о 3-богатырях. Почему богатырях ? ))) Издревна , богатыри — защитники Родины, люди которые «тырили» , то есть копили, а не как сейчас -«воровали», богатство.. Наши накопители — это импульсные преобразователи, 3 типа (понижающий , повышающий, инвертор ). Причем все три — на одной микросхеме MC34063 и на одном типа катушки DO5022 индуктивностью 150 мкГн. Применяются они в составе коммутатора СВЧ-сигнала на pin-диодах , схема и плата которых приведена в конце этой статьи.

https://electroooblog.wordpress.com/2016/08/12/три-богатыря-импульсные-преобразова/

Расчет понижающего преобразователя (step-down, buck) DC-DC на микросхеме MC34063.

Осциллограммы работы в различных точках схемы понижающего преобразователя:

Расчет повышающего преобразователя (step-up, boost) DC-DC на микросхеме MC34063.

Осциллограммы работы в различных точках схемы повышающего преобразователя:

Расчет DC-DC инвертера (step-up/step-down, inverter) на микросхеме MC34063.

Осциллограммы работы в различных точках схемы инвертера:

Приложение: схемы понижающего, повышающего драйверов и инвертера на MC34063.

Электрическая полная схема коммутатора “Driver of MC34063 3in1 – ver 08.SCH”.

Печатная плата коммутатора “Driver of MC34063 3in1_ver18.pcb”.

Расчет понижающего преобразователя (step-down, buck) DC-DC на микросхеме MC34063

Расчет ведется по типовой методике “AN920/D” от ON Semiconductor. Cхема электрическая принципиальная преобразователя изображена на рисунке 1. Номера элементов схемы соответствуют последнему варианту cхемы (из файла “Driver of MC34063 3in1 – ver 08.SCH”).

Рис.1 Схема электрическая принципиальная понижающего (step-down) драйвера.

Выводы микросхемы:

Вывод 1 — SWC (switch collector) — коллектор выходного транзистора

Вывод 2 — SWE (switch emitter) — эмиттер выходного транзистора

Вывод 3 — TС (timing capacitor) — вход для подключения времязадающего конденсатора

Вывод 4 — GND – земля (соединяется с общим проводом понижающего DC-DC)

Вывод 5 — CII(FB) (comparator inverting input) — инвертирующий вход компаратора

Вывод 6 — VCC — питание

Вывод 7 — Ipk — вход схемы ограничения максимального тока

Вывод 8 — DRC (driver collector) — коллектор драйвера выходного транзистора (в качестве драйвера выходного транзистора также используется биполярный транзистор, соединенный по схеме Дарлингтона, стоящий внутри микросхемы).

Элементы :

L₃ — дроссель. Лучше использовать дроссель открытого типа (не полностью закрытый ферритом) — серия DO5022T от Сoilkraft или RLB от Bourns, так как такой дроссель входит в насыщение при большем токе, чем распространённые дроссели закрытого типа CDRH Sumida. Лучше использовать дроссели большей индуктивности, чем полученное расчетное значение.

С₁₁ — времязадающий конденсатор, он определяет частоту преобразования. Максимальная частота преобразования для микросхем 34063 составляет порядка 100 кГц.

R₂₄, R₂₁ — делитель напряжения для схемы компаратора. На неинвертирующий вход компаратора подается напряжение 1,25В от внутреннего регулятора, а на инвертирующий вход — с делителя напряжения. Когда напряжение с делителя становится равным напряжению от внутреннего регулятора — компаратор переключает выходной транзистор.

C₂, С₅, С₈и С₁₇, С₁₈ — соответственно, выходной и входной фильтры. Емкость выходного фильтра определяет величину пульсаций выходного напряжения. Если в процессе расчетов получается, что для заданной величины пульсаций требуется очень большая емкость, можно расчет сделать для больших пульсаций, а потом использовать дополнительный LC-фильтр. Входную емкость обычно берут 100 … 470 мкФ (рекомендация TI не менее 470 мкФ), выходную – также берут 100 … 470 мкФ (взято 220 мкФ).

R_11-12-13 (R_sc) — токочувствительный резистор. Он нужен для схемы ограничения тока. Максимальный ток выходного транзистора для MC34063 = 1.5А, для AP34063 = 1.6А. Если пиковый переключаемый ток будет превышать эти значения, то микросхема может сгореть. Если точно известно, что пиковый ток даже близко не подходит к максимальным значениям, то этот резистор можно не ставить. Расчет ведется именно на пиковый ток (внутреннего транзистора). При использовании внешнего транзистора пиковый ток протекает через него, через внутренний транзистор протекает меньший (управляющий) ток.

VT₄ – внешний биполярный транзистор, ставится в схему, когда расчетный пиковый ток превышает 1.5А (при большом выходном токе). Иначе перегрев микросхемы может привести к выходу ее из строя. Рабочий режим (ток базы транзистора) R₂₆, R₂₈.

VD₂ – диод Шоттки или ультрабыстрый (ultrafast) диод на напряжение (прямое и обратное) не менее 2U_вых

R_32,C₁₆– элементы снаббера. Снаббер (или демпфер) подавляет (или демпфирует) паразитные затухающие колебания (1-2 МГц), возникающие из-за контура паразитной емкости и индуктивности транзистора при разряде импульса на диоде через этот контур.

Порядок расчета:

Выбирают номинальные входное и выходное напряжения: V_in, V_out и максимальный

выходной ток I_out.

В нашей схеме V_in=24В, V_out=5В, I_out=500мА (максимально 750 мА)

Выбирают минимальное входное напряжение V_in(min) и минимальную рабочую частоту f_min при выбранных V_in и I_out.

В нашей схеме V_in(min)=20В (по ТЗ), выбираем f_min=50 кГц

3) Рассчитывают значение (t_on t_off)_max по формуле (t_on t_off)_max=1/f_min, t_on(max) — максимальное время, когда выходной транзистор открыт, t_off(max) — максимальное время, когда выходной транзистор закрыт.

(t_on t_off)_max=1/f_min=1/50 кГц=0.02 мС=20 мкС

Рассчитывают отношение t_on/t_off по формуле t_on/t_off=(V_out V_F)/(V_in(min)-V_sat-V_out), где V_F — падение напряжения на диоде (forward –прямое падение напряжения), V_sat — падение напряжения на выходном транзисторе, когда он находится в полностью открытом состоянии (saturation – напряжение насыщения) при заданном токе. V_sat определяется по графикам или таблицам, приведенным в документации. Из формулы видно, что чем больше V_in, V_out и чем больше они отличаются друг от друга — тем меньшее влияние на конечный результат оказывают V_F и V_sat.

(t_on/t_off)_max=(V_out V_F)/(V_in(min)-V_sat-V_out)=(5 0.8)/(20-0.8-5)=5.8/14.2=0.408

4) Зная t_on/t_off и (t_on t_off)_max решают систему уравнений и находят t_on(max).

t_off= (t_on t_off)_max / ((t_on/t_off)_max 1) =20 мкС/(0.408 1)=14.2 мкС

t_on₍_max₎=20- t_off=20-14.2 мкС=5.8 мкС

5) Находят емкость времязадающего конденсатора С₁₁(Ct) по формуле:

C₁₁ = 4.5*10^-5*t_on(max).

C₁₁ = 4.5*10^-5*t_on₍_max₎=4.5*10^—5*5.8 мкС=261 pF (это min значение) , берем 680pF

Чем меньше емкость, тем больше частота. Емкости 680pF соответствует частота 14КГц

6) Находят пиковый ток через выходной транзистор: I_PK(switch)=2*I_out. Если он получился больше максимального тока выходного транзистора (1.5 …1.6 А), то преобразователь с такими параметрами невозможен. Нужно либо пересчитать схему на меньший выходной ток ( I_out ), либо использовать схему с внешним транзистором.

I_PK(switch)=2*I_out=2*0.5=1A (для максимального значения выходного тока 750ма I_PK(switch)=1.4А)

7) Рассчитывают R_sc по формуле: R_sc=0,3/I_PK(switch).

R_sc=0,3/I_PK(switch)=0.3/1=0.3 Ом, параллельно соединяем 3 резистора (R_11-12-13) по 1 Ом

8) Рассчитывают минимальную емкость конденсатора выходного фильтра: С₁₇=I_PK(switch)*(t_on t_off)_max/8V_ripple(p-p), где V_ripple(p-p) — максимальная величина пульсаций выходного напряжения. Берется максимальная ёмкость из ближайших к расчетному стандартных значений.

С₁₇=I_PK₍_switch₎*(t_on t_off)_max/8V_ripple₍_p_—_p₎=1*14.2 мкС/8*50 мВ=50 мкФ, берем 220 мкФ

9) Рассчитывают минимальную индуктивность дросселя:

L₁₍_min₎=t_on₍_max₎*(V_in₍_min₎—V_sat—V_out)/I_PK₍_switch₎. Если получаются слишком большие C₁₇ и L₁, можно попробовать повысить частоту преобразования и повторить расчет. Чем выше частота преобразования — тем ниже минимальная емкость выходного конденсатора и минимальная индуктивность дросселя.

L_1(min)=t_on(max)*(V_in(min)-V_sat-V_out)/I_PK(switch)=5.8 мкС *(20-0.8-5)/1=82.3 мкГн

Это минимальная индуктивность. Для микросхемы MC34063 дроссель следует выбирать с заведомо большим значением индуктивности, чем расчетное значение. Выбираем L=150мкГн фирмы CoilKraft DO5022.

10) Сопротивления делителя рассчитываются из соотношения V_out=1,25*(1 R₂₄/R₂₁). Эти резисторы должны быть не менее 30 Ом.

Для V_out=5В берем R₂₄=3.6К , тогда R₂₁=1.2К

Онлайн расчет http://uiut.org/master/mc34063/ показывает правильность рассчитанных значений (кроме Сt=С11):

Также есть другой онлайн расчет http://radiohlam.ru/teory/stepdown34063.htm, который также показывает правильность рассчитанных значений.

12) По условиям расчета п.7 пиковый ток 1А (Макс 1.4А) находится около максимального тока транзистора (1.5 …1.6 А) Желательно поставить внешний транзистор уже при пиковом токе 1А, во избежании перегрева микросхемы. Это и сделано. Выбираем транзистор VT4 MJD45 (PNP-тип) с коэффициентом передачи тока 40 (h21э желательно взять максимально возможным, так как транзистор работает в режиме насыщения и на нем падает напряжение порядка =0.8В). Некоторые производители транзисторов указывают в заголовке даташита про малое значение напряжения насыщения Usat порядка 1В, на которое и надо ориентироваться.

Рассчитаем сопротивления резисторов R26 и R28 в цепях выбранного транзистора VT4.

Ток базы транзистора VT4: Iб= I_PK₍_switch₎ / h₂₁_э . Iб=1/40=25мА

Резистор в цепи БЭ: R₂₆=10*h_21э/ I_PK₍_switch₎. R₂₆=10*40/1=400 Ом (берем R₂₆=160Ом)

Ток через резистор R₂₆: I_RBE=V_BE/R₂₆=0.8/160=5мА

Резистор в цепи базы: R₂₈=(Vin(min)-Vsat(driver)-V_RSC-V_BEQ₁ )/( I_B I_RBE)

R₂₈=(20-0.8-0.1-0.8)/(25 5)=610 Ом , можно взять меньше 160 Ом (однотипный с R₂₆, так как встроенный транзистор Дарлингтона может обеспечить больший ток для меньшего резистора.

13) Рассчитаем элементы снаббера R_32,C_16.(см расчет повышающей схемы и схему ниже).

Измеренная частота паразитных колебаний понижающего преобразователя – 2МГц (при Tау=Rсн*Ссн 1000Ом и 470пФ для 1МГц можно заменить на для 2Tау — R=180Ом и С=3900пФ для 2МГц).

14) Рассчитаем элементы выходного фильтра L₅_,R_37,C₂₄ (Г.Oтт “Методы подавления шумов и помех в электронных системах” стр.120-121).

Выбрал — катушку L5=150мкГн (однотипный дроссель с активным резистивным сопротивлением Rдросс=0.25 ом) и С24=47мкФ (в схеме указано большее значение 100 мкФ)

Рассчитаем декремент затухания фильтра кси =((R Rдросс)/2)* корень(С/L)

R=R37 ставится когда декремент затухания меньше 0.6, чтобы убрать выброс относительной АЧХ фильтра (резонанс фильтра). Иначе фильтр на этой частоте среза будет усиливать колебания, а не ослаблять.

Без R37: Кси=0.25/2*(корень 47/150)=0.07 — будет подъем АЧХ до 20дб, что плохо, поэтому ставим R=R37=2.2 Ом, тогда:

C R37: Кси=(1 2.2)/2*(корень 47/150)=0.646 — при кси 0.5 и более спад АЧХ (те нет резонанса).

Резонансная частота фильтра (частота среза) Fср=1/(2*пи*L*C), должна лежать ниже частот преобразования микросхемы (те фильтровать эти высокие частоты 10-100кГц). Для указанных значений L и С получим Fср=1896 Гц, что меньше частот работы преобразователя 10-100кГц. Сопротивление R37 более нескольких Ом повыщать нельзя , тк на нем упадет напряжение (при токе нагрузки 500мА и R37=2.2 Ом падение напряжения составит Ur37=I*R=0.5*2.2=1.1В).

Все элементы схемы выбраны для поверхностного монтажа

Осциллограммы работы в различных точках схемы понижающего преобразователя:

15) а) Осциллограммы без нагрузки (Uвх=24в, Uвых= 5В):

б) Осциллограммы под нагрузкой (Uвх=24в, Uвых= 5В), при частотозадающей емкости c11=680pF. Меняем нагрузку путем уменьшения сопротивления резистора (3 осциллограммы ниже). Выходной ток стабилизатора при этом увеличивается, как и входной.

Вывод: в зависимости от нагрузки меняется частота следования импульсов, при большей нагрузке – частота увеличивается, далее паузы ( 5В) между фазой накопления и отдачи -пропадают, остаются только прямоугольные импульсы – стабилизатор работает “на пределе” своих возможностей. Это также видно по осциллограмме ниже, когда напряжение “пилы” имеет выбросы – стабилизатор входит в режим ограничения тока.

в) Напряжение на частотозадающей емкости c11=680pF при максимальной нагрузке 500мА

г) Пульсации напряжения на выходе стабилизатора (с18) при максимальной нагрузке 500мА

Пульсации напряжения на выходе LC(R)-фильтра (с24) при максимальной нагрузке 500мА

Вывод: размах напряжений пульсаций от пика до пика уменьшился с 300мВ до 150мВ.

д) Осциллограмма затухающих колебаний без снаббера:

Осциллограмма затухающих колебаний без снаббера (увеличено):

Осциллограмма после установки снаббера — паразитная частота подавлена:

Вывод: снаббер полезен и подавляет паразитные колебания, что повышает стабильность и уменьшает зашумленность всей системы (особенно при работе 3-х преобразователей вблизи друг друга. При этом возможно снижение кпд преобразователя на 1-2 %

Расчет повышающего преобразователя (step-up, boost) DC-DC на микросхеме MC34063

Расчет также ведется по типовой методике “AN920/D” от ON Semiconductor.

Расчет можно вести сразу “онлайн” http://uiut.org/master/mc34063/ . Для повышающего драйвера он в основном аналогичен расчету понижающего драйвера, поэтому ему можно верить. Схема при онлайн-расчете автоматически меняется на типовую схему из “AN920/D” Входные данные, результаты расчета и сама типовая схема представлены ниже.

— полевой N-канальный транзистор VT7 IRFR220N. Повышает нагрузочную способность микросхемы, позволяет быстро переключаться. Подбирают по:Электрическая схема повышающего преобразователя изображена на рисунке 2. Номера элементов схемы соответствуют последнему варианту cхемы (из файла “Driver of MC34063 3in1 – ver 08.SCH”). В схеме есть элементы, которых нет на типовой схеме онлайн расчета. Это следующие элементы:

Максимальному напряжению сток-исток V_DSS=200В, тк высокое напряжение на выходе 94В
Малому падению напряжения канала R_{DS(on) max}=0.6Oм. Чем меньше сопротивление канала , тем меньше потери на нагрев и выше кпд.
Малой емкости (входной), которая определяет заряда затвора Qg (Total Gate Charge) и малый входной ток затвора. Для данного транзистора I=Qg*Fsw=15нКл*50КГц=750мкА.
Максимальному току стока I_d=5А, тк импульсный ток Ipk=812 mA при выходном токе 100мА

— элементы делителя напряжения R30, R31 и R33 (снижает напряжение для затвора VT7, которое должно быть не более V_GS =20В)

— элементы разряда входной емкости VT7 – R34, VD3, VT6 при переключении транзистора VT7 в закрытое состояние. Уменьшает время спада на затворе VT7 с 400нС (не показана) до 50 нС (осциллограмма со временем спада 50нС). Лог 0 на выв.2 микросхемы открывает PNP-транзистор VT6 и входная затворная емкость разряжается через переход КЭ VT6 ( быстрее, чем просто через резистор R33, R34).

— катушка L при расчете получается очень большой, выбран меньший номинал L=L4(рис.2)=150мкГн

— элементы снаббера С21, R36.

Расчет снаббера:

Паразитные колебания возникают из-за паразитной емкости (Сооs) и паразитной индуктивности (разводка платы или от катушки), те присутствует колебательный контур, в котором существуют затухающие колебания от токового импульса. Простейший снаббер — это последовательно соединенные конденсатор и резистор. Расчёт снаббера заключается в определении номиналов конденсатора и резистора, а так же в определении мощности резистора.

1) Номинал резистора снаббера рассчитывается исходя из того, что оптимальное сопротивление резистора должно быть равно характеристическому импедансу (сопротивлению) колебательного контура: Rsn=корень (L/C), где L и C — это соответственно паразитные индуктивность и ёмкость.

Паразитная ёмкость — это в основном ёмкость между стоком и истоком транзистора (выходная ёмкость Coss). Её величину можно определить из документации на транзистор С=Сoos=26пФ для VT7 IRFR220N.

Величину паразитной индуктивности определяем расчётным путём по осциллограмме. Для этого измеряем осциллографом частоту паразитных колебаний и из соотношения: f=1/(2*π*√L*C), находим паразитную индуктивность: L=1/(4*π²*f²*C), измеренная частота по осциллограмме — 1.2МГц.

Отсюда L=1/(4*3.14^2*(1.2*10^6)^2*26*10^-12)=6.772*10^4 Rsn=√(6.772*10^4 /26*10^-12)=5.1КОм

Величина ёмкости снаббера обычно является компромиссным решением, поскольку, с одной стороны, чем больше ёмкость — тем лучше сглаживание (меньше число колебаний), с другой стороны, каждый цикл ёмкость перезаряжается и рассеивает через резистор часть полезной энергии, что сказывается на КПД (обычно, нормально рассчитанный снаббер снижает КПД очень незначительно, в пределах пары процентов).

На практике величину этой ёмкости обычно определяют из условия, что постоянная времени снаббера должна быть в 3 и более раз больше периода паразитных колебаний: R_sn*C_sn=3*T=3/f, где T и f — это, соответственно, период и частота паразитных колебаний, отсюда C_sn=3/(Rsn*f), измеренная частота 1.2МГц. Отсюда Csn=487пФ, возьмем ближнее значение С=470пФ

Путем постановки переменного резистора, определили более точно сопротивление R=1K

Рис.2 Схема электрическая принципиальная повышающего (step-up, boost) драйвера.

Осциллограммы работы в различных точках схемы повышающего преобразователя:

а) Напряжение в различных точках без нагрузки:

б) напряжение на затворе (желтый луч) и на стоке (синий луч) транзистора VT7:

изменяется частота с 11кГц(90мкс) до 20кГц(50мкс)- те это не ШИМ , а ЧИМ_без измерений.jpg

в) передний и задний фронт напряжение выв.2 (желтый луч) и на затворе (синий луч) VT7, пила выв.3:

Расчет DC-DC инвертера (step-up/step-down, inverter) на микросхеме MC34063

Расчет также ведется по типовой методике “AN920/D” от ON Semiconductor.

Расчет можно вести сразу “онлайн” http://uiut.org/master/mc34063/ . Для инвертирующего драйвера он в основном аналогичен расчету понижающего драйвера, поэтому ему можно верить. Схема при онлайн-расчете автоматически меняется на типовую схему из “AN920/D” Входные данные, результаты расчета и сама типовая схема представлены ниже.

— биполярный PNP-транзистор VT7 (повышает нагрузочную способность)Электрическая схема инвертиртирующего преобразователя изображена на рисунке 3. Номера элементов схемы соответствуют последнему варианту cхемы (из файла “Driver of MC34063 3in1 – ver 08.SCH”). В схеме есть элементы, которых нет на типовой схеме онлайн расчета. Это следующие элементы:

— элементы делителя напряжения R27, R29 (задает ток базы и режим работы VT7),

— элементы снаббера С15, R35 (подавляет нежелательные колебания от дросселя)

Некоторые компоненты отличаются от расчетных:

катушка L взята меньше расчетного значения L=L2 (рис.3)=150мкГн (однотипность всех катушек)
выходная емкость взята меньше расчетной С0=С19=220мкФ
частотозадающий конденсатор взят С13=680пФ, соответствует частоте 14КГц
резисторы делителя R2=R22=3.6К, R1=R25=1.2К (взяты сначала для выходного напряжения -5В) и окончательные резисторы R2=R22=5.1 К, R1=R25=1.2К (выходного напряжения -6.5В)

ограничительный резистор тока взят Rsc – 3 резистора параллельно по 1 Ом ( результирующее сопротивление 0.3Ом)

Частота паразитных колебаний в схеме инвертера (1МГц) была приблизительно такой , как в схеме повышающего преобразователя , поэтому снаббер одинаков: С15=470пФ, R35=1К

Рис.3 Схема электрическая принципиальная инвертера (step-up/step-down, inverter) .

Осциллограммы работы в различных точках схемы инвертера:

a) при входном напряжении 24В без нагрузки:

б) при входном напряжении 24В — 3 осциллограммы на базе и коллектора транзистора при увеличении нагрузки увеличивается частота следования импульсов:

Вывод: c увеличением нагрузочной способности (выходного тока) MC34063 автоматически поднимает выходную частоту (приблизительно равной расчетной 14кГц) с 11кГц до 17кГц. При Imax — пропадает “запас” по питанию и “проседает” выходное напряжение.

в) После оптимизации резисторов в цепи транзистора VT5 удалось поднять выходное напряжение и немного выходной ток:

Поменял резистор R29=160 Ом на 620 Ом (увеличился запас по паузе между накоплением и отдачей энергии)
Поменял резистор R27=160 Ом на 36 Ом (увеличился уровень напряжения — накопленной (площадь накопления стала больше по осциллограмме) и отданной энергии)
Частотозадающий конденсатор уменьшил до с13=94пФ, тем самым поднял частоту на выходе с 16 до 107КГц

Вывод: выходное напряжение стало больше (по модулю) с минус 4 до минус 5.2 при увеличенном выходном токе 753мА при одной нагрузке 6,9 Ом (10 резисторов паралл. 68Ом).

Ниже 2 осциллограммы – до и после изменений:

г) Изменения пункта в) стали доступны благодаря уменьшению времени закрытия транзистора –было — 5 мкС, стало 1 мкС (ступенька не полностью закрытого транзистора по времени была меньше)

Было: R29=R27=160 Ом, с13=680пФ — задержка 5 мксС(много)